一款超低功耗的多通道系统
出于能耗、精度和操作模式选择灵活性的原因，同时也是出于商业考虑，在这些应用中不能考虑基于FPGA的解决方案。要处理来自这些20位ADC的串行输出并实现最优抽取滤波器，只能使用DSP浮点处理器。
如今，有许多数据采集系统都能通过大量信道同时采样。这就导致许多ADC并行运行，同时由同一个控制器控制，该控制器还要负责收集数据并将其存储在存储器中以供后续分析。
运用SHARC ADSP－21479或其快速版ADSP－21469和ADSP－21489（时钟频率为450 MHz）等高性能SAR ADC构建的系统不但现实可行，而且在性能、开发时间、能耗和紧凑性等方面也是可圈可点。这些处理器具有支持8个模数数字化通道所需要的全部功能和外设，包括同步串行接口、不同时钟信号的发生以及触发转换等。在所有SHARC处理器中，ADSP－21479是唯一一款采用低泄漏65纳米CMOS工艺制造的32／40位浮点DSP，其优势是能大幅降低泄漏或静态电流，并且其结温几乎呈指数级演进。作为处理器及其外设频率和活动函数的动态电流也低于以标准或快速CMOS工艺制造的处理器。不足之处则在于，相比常规版本，其最大CPU频率下降了约30％－40％，但仍然足以满足此类应用的需求。
ADSP－21479搭载了多种外设，其中有一个特殊模块被称为串行输入端口（SIP），该模块能同时从同步运行的8个外部串口发射器接收信号流以及时钟和同步信号。事实上，可以将与AD4020类似的8个ADC直接接入该接口，从而接入处理器。如图5所示，8个通道有自己的IDP＿SCK时钟、IDP＿FS同步和IDP＿DAT输入信号，一旦解串行，它们的数据会自动复用到32位、8字FIFO存储器中，然后通过64位DMA数据包或CPU执行的读取操作，传输到SHARC内部RAM。DMA传输操作中，SIP由运行于自动乒乓模式下的双索引DMA通道伺服。此外，ADSP－21479还搭载有四个精密时钟发生器（用于低抖动，缩写为PCG），能够从内部或外部源（TCXO）生成独立的时钟和同步信号对。通过编程20位内部分频器可取得这些激励的频率、周期、脉冲宽度和相位。每个PCGx生成单元提供由一对AD4020转换器共享的一对CLK／FS信号，但在转换阶段时钟必须静音，所以需要一个逻辑门，以便把IDP＿FS信号和IDP＿SCK信号结合起来形成SCK时钟。图5中的时序图显示，一旦转换时间tconv已经过去，必须尽可能快地以33．3 MHz的速率，从当前样本中读取20位数据，以在采样频率中维持1 MSPS的神奇屏障。大约600 ns后，数据被传输到其中一个SIP缓冲器中，此时可以使用IDP＿FS或CNV信号启动新的转换周期，使AD4020进行新的转换操作。使后者的最大转换时间达到325 ns，这对应于CNV信号的脉冲宽度，即12个IDP＿SCK时钟周期或360 ns。总之，如图5中的时序图所示，一个完整的扫描周期需要32个IDP＿SCK信号周期，总时间为960 ns，因此其最大采样速率为1．040 MSPS。
同样，ADC LTC2378－20可以与ADSP－21489相关联，因为它能够在高达50 MHz的外设时钟频率下工作，在这种情况下，采样速率为900 kSPS，如表1所示。遗憾的是，静态电源电流（Iddint）或后者的泄漏电流远高于动态电流，使得该配置的总功耗超过可用功率，达到不可接受的程度。
抽取滤波
假设将这些转换器用于过采样模式，如此，就有必要提供一个能满足上述要求且针对目标频带定制的抽取滤波器，在所需计算能力和功耗方面尽量降低对DSP的影响。目前，用于改变采样速率的程序已经成为一种标准的数字信号处理操作，可以用内插器和数字抽取器实现。出于相位响应线性度考虑，低通抽取滤波器采用有限脉冲响应（FIR）拓扑结构，可以根据效率要求采用不同的拓扑结构：
抽取专用直接或优化FIR滤波器
级联多速率FIR滤波器（1／2频段）
多相FIR滤波器
无论是FIR还是IIR类型的多相滤波器都是抽取或插值滤波器最有效的实现方案之一。然而，传统数字处理方案要求在抽取之前进行滤波。在此假设下，1／M抽取滤波器由低通滤波器和紧随其后的采样频率降级组成（图6a）。预先对信号滤波，避免频谱混叠，然后以M－1的速率定期消除样本。然而，常规FIR或其他结构针对这些抽取滤波器的直接实现方案存在资源浪费问题，因为被拒样本是几十甚至几百次累乘（MAC）的结果。使用分解成若干滤波器组的多相滤波器或是针对抽取进行优化的滤波器，可以基于某些特点（如图6b所示）形成高效的滤波器。
凭借FIR滤波专用SIMD架构和硬件加速器，以及针对数字信号处理而优化的指令集，SHARC ADSP－21479特别适合实现这些类型的滤波器。每个SHARC处理单元都有一个32／40位乘法器累加器，能够在266 MHz的CPU频率下，每秒实现533次定点或浮点MAC计算。然而，对于一些存在显著延迟（房间均衡或音效）的应用，需要增加计算能力，使内核从诸如FIR、IIR、FFT滤波等密集和持续乘法运算中解脱出来，用专门的硬件加速器去执行这些运算。如此，用户就能完全自主决定，将CPU用于计算需要执行复杂搜集的复杂算法。FIR滤波专用加速器有专门的本地存储器，用于存储数据和系数，并具有以下特征：
图5．通过解串行将8个20位1 MSPS SAR ADC接入SHARC DSP；DMA数据传输进DSP内部RA
图6a和6b．常规抽取滤波器和采用多相方案的抽取滤波器。
支持IEEE－754定点或浮点32位算术格式
有四个并行运行的累乘单元
支持单速率和多速率处理模式（抽取或插值）
一次简单迭代可以处理最多32个FIR滤波器，总共多达1024个系数
ADSP－21479的加速器的时钟速率与系统时钟或PCLK外设的速率相同，为CPU CCLK时钟频率的一半；即133 MHz。基于此，其总计算能力为533 MAC／秒。加速器不要求执行指令；其运算由特定寄存器的配置决定，并且完全依靠DMA传输在内部和／或外部存储器之间移动数据。
显然，该加速器能以最优方式执行多速率滤波器的实现方案（插值或抽取）。由于简单的抽取滤波器仅为M个输入信号提供一个输出结果，因此，输出速率比输入速率低1／M倍。这种优化型FIR滤波器的实现方案没有采用复杂的多相滤波器组，因为后者需要大量的存储器指针，实现起来非常复杂；相反，该方案只是把M－1个样本的输出搁置起来，避免执行这些计算，并且只计算能产生有用样本的数据。这就消除了浪费，结果，运算次数以M－1的比率减少——在本例中为15——从而大大地节省了CPU周期。然而，在这样的抽取速率和如此短的计算窗口下，加速器不如有两个计算单元的内核有效，并且在信号从一个过滤器传到另一个过滤器的过程中，其DMA通道因被重新编程会造成不利影响。如果在SISD模式下用一个计算单元实现，则这类滤波器在CCLK周期数方面的成本可表示为：
FIR＿Decim＿Cycles ＝ N ＋ 2× M ＋ 19（5）
N为滤波器的系数的个数，M为抽取速率。
对于这种抽取滤波器一次迭代的实现成本，FIR滤波器条件下约为150个周期（源到汇编器21k），在0 kHz至24 kHz频段，纹波规格为±0．00001 dB，在62，500 SPS采样速率下，带外衰减为－130 dB。这款滤波器有97个系数（以32位FP IEEE－754格式量化），其响应如图7所示，该图是用MATLAB? Filter Designer制成的。对于接入的SIP或ADC的每个活动通道，响应以该采样频率在DMA中断实例中重复出现。
图7．抽取滤波器的滤波器响应。
对于实时和DSP负载，滤波操作以62．5 kSPS的频率重复，代表9，375，053个CCLK周期，而8个ADC转换通道的重复频率则略多于8倍，因为每个滤波器的存储器指针值都存储在SHARC数据地址生成器中，可以实现快速保存和恢复。这相当于，在SISD模式下，一个SHARC DSP为每秒8000万个执行周期（或80 MIPS），在SIMD模式下，由于两个处理单元并行运行，则为该值的一半。在前述两种模式下，这8个抽取器FIR滤波器在执行时，分别以30％和15％的速率以及266 MHz的时钟频率占用ADSP－21479。
功耗
虽然转换器的功耗可以从其规格中轻松、准确地推算出来，但处理器的功耗则要困难得多，因为处理器功耗的计算公式涉及多个参数，并且实时条件和工作模式会对其造成极大的影响。这里虽然没有详细说明，但读者可以在相关技术笔记中，轻松找到与ADSP－214xx和ADSP－21479处理器各组件功耗估算相关的说明，其中考虑了功能模块的活动、静态电流结温、电源电压值、使用的输入输出引脚数、各种外部频率和容性负载。依据图5中的功能描述，针对DSP和ADC的若干组合，给出了与DSP在这类抽取滤波应用中活动情况相对应的功耗。对于这些搭载四个或八个ADC的相关DSP变体，需要根据功能容量、输入／输出的数量、处理器的计算能力以及ADC的整体性能确定其功耗。凭借超低的静态电流，以ADSP－21479及其八个SAR ADC集群为核心构建的解决方案不但是功耗最低的解决方案，同时提供丰富的滤波算法选择和其他数字功能，在整体性能方面也是出类拔萃。
这个多通道数据采集系统（DAQ）的例子同时证明，实施数字信号处理任务不一定要使用FPGA，浮点DSP更适合高精度SAR ADC，尤其是在高度关注功耗的情况下。
